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uc3844应用电路图大全(充电器电路开关电源反激

作者:admin    来源:未知    发布时间:2020-08-27 09:26    浏览量:

  充电器的原理图见图13。单激式充电器启动电路和半桥式不同,一般直接取自市电整流滤波后的平滑直流电,集成电路也以UC3842、UC3845和UC3844N为主,也有采用电路更加简洁的三端开关式TOP226集成块,UC38xx是电流控制PWM单输出专用芯片。广泛用于电脑显示器电源、电动车充电器等电源类产品。

  UC38xx和TL494类似,内部含有振荡器(OSC),误差放大器、脉宽调制(PWM),参考电压产生等PWM专用芯片必备的内电路。还具有三个特点,图腾柱式输出电路,输出电流可达1A,可直接驱动功率开关VDMOS管:具有内部可调整的参考电源。可以进行欠压锁定;这个带锁定的PWM,可以进行逐个脉冲的电流限制,也叫逐周(期)限制。

  图13中R18、D5、N5等组成启动和供电电路。加电瞬间。市电整流滤波后的平滑直流电通过R18给UC3845⑦脚以启动供电,此时D5反偏截止。UC3845工作后,开关变压器各绕组有感应电压,副绕组电压经D4整流供N5进行稳压,D5导通,给UC3845提供稳定的工作电压,完成启动和供电。图中LM393是一个变形的施密特电压比较器,用作市电过压保护,当市电过压时,比较器翻转,①脚呈低电平,D3导通将UC3845关闭。输出稳压的负反馈系统由光电耦合器、基准电源N6、RV1、R27、R26、R23等组成。稳压过程:输出电压由于某原因上升时,流经光电耦合器发光二极管电流增加,光强增加,光电耦合器光电三极管加剧导通。内阻减小,使UC3845的②脚电压升高,减小PWM占空比,拉低输出电压。反之,增大PWM占空比,使输出电压拉高,起到自动稳定输出电压的作用。

  图1是所设计电源的原理图,主电路采用单端反激式变换电路,220 V交流输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后,供给单端反激式变换电路,并通过电阻R1、C2为UC3844提供初始工作电压。为提高电源的开关频率,采用功率MOSFET作为功率开关管,在UC3844的控制下,将能量传递到输出侧。为抑制电压尖峰,在高频变压器原边设置了RCD缓冲电路。

  UC3844内部主要由5.0V基准电压源、振荡器(用来精确地控制占空比调节)、降压器、电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A误差放大器和适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路等构成。UC3844的典型外围电路如图2所示,图中脚7是其电源端,芯片工作的开启电压为16V,欠压锁定电压为10V,上限为34V,这里设定20V给它供电,用稳压二极管稳压,同时并联电解电容滤波,其值为10uF。开始时由原边主电路向其供电,电路正常工作以后由副边供电。原边主电路向其供电时需加限流电阻,考虑发热及散热条件,其值取为62k/5W,为了防止输出电压不稳定时较高的电压直接灌人稳压二极管,导致其过压烧坏,在输出端给UC3844 供电的线路与稳压管相连接处串入一只二极管。

  脚4接振荡电路,产生所需频率的锯齿波,工作频率为=1.8/CTRT,振荡电阻RT和电容CT的值分别为100k、200pF。脚8是其内部基准电压 (5V),给光耦副边的三极管提供偏压。脚2及脚1为内部电压比较器的反相输入端和输出端,它们之间接一个15 k的电阻构成比例调节器,这里采用比例调节而不用PI调节的目的是为了保证反馈回路的响应速度。脚6是输出端,经一个限流电阻(22/0.25 w)限流后驱动功率MOSFET(IRF840($0.6202)),为保护功率MOSFET,在脚6并联一支15V的稳压二极管。

  变频器开关电源主要包括输入电网滤波器、输入整流滤波器、变换器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路。

  1,体积小,重量轻:由于没有工频变频器,所以体积和重量吸有线,功耗小,效率高:功率晶体管工作在开关状态,所以晶体管的上功耗小,转化效率高,一般为60---70%,而线应用电路图(四)

  UC3844 的外围电路简单,所用元件少,并且性能优越,成本低。该芯片的最大占空比为50 % ,通常用于单端他激式变换器中。图4 所示为由UC3844 构成的微机电源主电路。

  在反激变换器中,开关管所受应力较高,这主要是开关关断时漏电感引起开关管集电极电压突然升高所致。抑制开关应力有两个方法:一种是减小漏电感;另一种是耗散过压的能量,或者使能量反馈回电源中。本文采用了第二种方法,在变压器原边并联RCD 缓冲器。耗散过电压的能量依靠并联的RC 电路,能量反馈回电源依靠定向二极管D1 。

  变压器的设计是整个电路的关键之一。在设计变压器时,原边电感量不能太大,并且磁心中要增加气隙,否则会出现电流上升率小、导通时间短、电流上升值不大,导致电路没有能力传递所需功率。同时,在设计变压器时必须认真考虑变压器的磁饱和瞬时效应。在瞬变负载情况下,当输入电压较高而负载电流较小时,如果负载电流突然增加,则控制电路会立即加宽输出脉冲宽度来提供补充功率。这样,输入电压和脉冲宽度同时变为最大,即使只是一个短暂的时间,但变压器也会出现饱和,引起失控和故障。这就要求变压器设计时应按高输入电压、宽脉冲进行设计。

  图中R1 、C4 构成启动电路,当C4 上的电压超过15V 时电路启动,然后由N4 、D1 、D2 、C2 、C4 、C5 、R6构成自馈电路供电。该电压同时也是电压闭环的信号电压。R10 为电流取样电阻,流经该电阻的电流产生的电压经滤波后送入引脚3 ,构成电流控制闭环。与引脚4 、引脚8 相连的R5 、C8 是UC3844 的外部定时电阻和定时电容。引脚6 经限流电阻直接驱动功率管。引脚5 为输入公共端。输出与输入相隔离,避免

  共地干扰。高频变压器和功率开关管都接有RCD 缓冲器,用于吸收尖峰电压,防止功率开关管的损伤。

  单端反激变换器,所谓单端,指高频变压器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧,并且只有一个输出端;反激式变换器工作原理,当加到原边主功率开关管的激励脉冲为高电平使MOSFET、开关管导通时,整流后的直流电压加在原边绕组两端,此时因副边绕组相位是上负下正,使整流二极管反向偏置而截止,磁能就储存在高频变压器的原边电感线中MOSFET功率开关管的源极所接的R12是电流取样电阻,变压器原边电感电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入UC3844的脚3,构成电流控制闭环。当脚3电压超过1V时,PWM锁存器将封锁脉冲,对电路启动过流保护功能;UC3844的脚8与脚4间电阻R16及脚4的接地电容C19决定了芯片内部的振荡频率,由于UC3844内部有个分频器,所以驱动MOSFET功率开关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半;图3中变压器原边并联的RCD缓冲电路是用于限制高频变压器漏感造成的尖峰电压。变压器副边整流二极管并联的RC回路是为了减小二极管反向恢复期间引起的尖峰。MOSFET功率管旁边的RCD缓冲电路是为了防止MOSFET功率管在关断过程中承受大反压。缓冲电路的二极管一般选择快速恢复二极管,而变压器二次侧的整流二极管一般选择反向恢复电压较高的超快恢复二极管。

  电路的反馈稳压原理:(输出电压反馈电路如图4所示),当输出电压升高时,经两电阻尺R6、R7分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器的反向输入端)的电压升高,与TL431内部的基准参考电压2.5 V作比较,使得TL431阴阳极间电压Vka降低,进而光耦二极管的电流If变大,于是光耦集射极动态电阻变小,集射极间电压变低,也即UC3844的脚1的电平变低,经过内部电流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高,PWM锁存器复位,或非门输出变低,于是关断开关管,使得脉冲变窄,缩短MOSFET功率管的导通时间,于是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小,使输出电压Vo降低。反之亦然,总的效果是令输出电压保持恒定,不受电网电压或负载变化的影响,达到了实现输出闭环控制的目的。

  基于电流型PWM芯片UC3844的开关电源的反馈回路改进,采用可调式精密并联稳压器加光电耦合器接法,具体使用TL431加PC817。这种方法由于使用了精密电压源做控制参考电压,控制精度非常高,性能稳定。

  基于UC3844的开关电源的电流反馈电路典型结构如图1所示。220V交流电压经整流滤波后,得到300V直流电压,主要功率经串联于高频变压器初级绕组N1,到大功率MOSFET开关管V1集电极,在UC3844的控制下,开关管V1周期性地导通和截止。300V直流电压的另一路经R2降压后,施加到UC3844的供电端(7脚),为UC3844控制器提供启动电源电压,此设计中UC3844采用恒定频率方式工作。电路启动后,8脚输出一个+5.0V的基准参考电压,作用于定时元件R5、C6上,在4脚产生稳定的振荡波形,振荡频率=1.8/R4C6,6脚输出驱动脉冲激励开关三极管V1在导通和截止之间工作。UC3844对于输入电压的变化立即反映为来自N2电感电流在取样电阻R3上的电压变化,不经过外部误差放大器就能在内部比较器中改变输出脉冲宽度。

  这种传统的电流反馈回路结构简单具有容易布线、成本低的优点,但是电路的缺点在于反馈不能直接从输出电压取样,输出电压稳压精度不高,当电源的负载变化较大时很难实现精确稳压;同时没有隔离,抗干扰能力也差,在负载变化大和输出电压变化大的情况下响应慢,不适合精度要求较高或负载变化范围较宽的场合,为了解决这些问题,可以采用可调式精密并联稳压器TL431配合光耦。

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